Airborne System Air Combat Application Reliability Evaluation Method Based on Multi-Parameter Coupling

ZHAO Jing-meng, HUANG Ning, ZHU Jie, ZHANG Xin

ACTA ELECTRONICA SINICA ›› 2022, Vol. 50 ›› Issue (9) : 2060-2067.

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ACTA ELECTRONICA SINICA ›› 2022, Vol. 50 ›› Issue (9) : 2060-2067. DOI: 10.12263/DZXB.20210116
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Airborne System Air Combat Application Reliability Evaluation Method Based on Multi-Parameter Coupling

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HeighLight

The airborne system of military aircraft carries multiple applications that are interrelated with each other, such as air combat applications.But the current airborne system reliability evaluation methods evaluate system reliability by simply combining the subsystem reliability. The methods don't consider correlation of the internal and between subsystems, which unable to support the accurate evaluation of air combat application reliability. Therefore, this paper proposed the concept of airborne system air combat application reliability and the airborne system air combat application reliability evaluation method based on multi-parameter correlation. The application was decomposed to layers by application process and middleware application decomposition, then the parameters of each layer was extracted to form parameters system including application reliability parameters, sub-application reliability parameters, sensory parameters, middleware application related parameters, and specific service process related parameters. The application reliability evaluation model based on multi-parameters correlation was proposed by analyzing relationships between parameters which includes correlation and dependency. Finally, for airborne system air combat application, the reliability of air combat application is calculated. The innovations and advantages of proposed evaluation method are as follows. Firstly, the application was decomposed to layers by regular application process and middleware application decomposition, which could realize detailed description of application. Secondly, the airborne system air combat application reliability was accurately evaluated by considering correlation and dependency between parameters.

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airborne system air combat application reliability / application decomposition / multi-parameter correlation / reliability evaluation

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ZHAO Jing-meng , HUANG Ning , ZHU Jie , ZHANG Xin. Airborne System Air Combat Application Reliability Evaluation Method Based on Multi-Parameter Coupling[J]. ACTA ELECTONICA SINICA, 2022, 50(9): 2060-2067. https://doi.org/10.12263/DZXB.20210116

1 引言

在功率分配网络中，端口输出相位的相差常见的有同相相差、反相相差和正交相差三种，而其他的相差情形则很少被关注［1］．对于SIW功率分配网络，与滤波功能的结合比较常见，而移相功能往往没有被关注［2，3］．对于阵列天线馈电网络的设计，一般是先对功分结构和移相结构进行分别设计，再直接结合起来［4］．随着通信技术的快速发展，在无线通信领域，多数调制技术都是复杂的，这些技术需要同时关注输出相位和幅度性能［5］．因而，基于SIW功率分配器开展相位和幅度的协同研究与设计，将功分器和移相器进行功能融合设计，可以更好地应对现代通信技术快速发展所带来的高度集成化需求．
移相功分器同时具备功分器和移相器的特性，可以实现功率分配和移相［6］．然而，移相功分器采用不等长或不等宽的分支来实现移相会增加器件尺寸，不利于其集成化设计［7］．而SW-SIW的提出，为采用等长等宽分支实现移相功分器提供了新的思路．
在2014年，SW-SIW的概念被首次提出［8］，并首次通过加载金属盲孔阵列在SIW内实现了慢波效应，可以同时减小SIW横向和纵向的尺寸．随后，有学者提出在SIW表面上加载微带折线以实现慢波效应［9，10］，并基于所提出的SW-SIW设计实现了小型化的耦合器［11］及功分器［12］．2019年，Liu等人［1］提出了一种加载多个CSRR的SIW传输线，通过CSRR的加载增加传播常数，实现了SW-SIW，并实现了工作频率宽、插入损耗小的等长等宽的小型化六端口移相功分器．相比于目前已有的微带折线单元周期性加载在SIW上以实现慢波效应的方式［13］，该结构具有简单的结构和较低的损耗．但是该移相功分器输出端口间相位差的稳定性较差，难以满足实际应用中对于移相功分器相位差稳定性的要求．而且采用多层介质板制造的移相功分器［14~16］具有较高的加工成本和较差的结构稳定性．
因此，本文提出了基于CSRR和金属化通孔加载的等长等宽的小型化SW-SIW移相功分器，通过在CSRR内额外加载的金属化通孔降低了CSRR加载带来的相位不稳定影响，并验证了由CSRR和金属化通孔加载带来的慢波效应，实现了移相器与功分器的一体化设计．并且该移相功分器只用了单层介质基板，具有简单的结构和较低的加工成本，可用于相控阵天线馈电网络．测试结果表明，该移相功分器在9.0~11.8 GHz频段内具有良好的功率分配和移相性能．

2 基于CSRR的SW-SIW传输线设计

2.1 慢波效应的产生原理

SIW结构如图1（a）所示，其中平面二维传输线电路模型如图1（b）所示，对位于xOz平面，信号沿z方向传播的SIW，在TE10模式下，导波相速度［17］为
vp=1ω2μzεy-μzμxπωweff2
（1）
weff=w-1.08×D2p+0.1×D2w
（2）
其中，ω表示角频率； w eff为将SIW等效成矩形波导时的等效宽度，如图1（a）所示； w为两排金属过孔的间距；D为金属过孔的直径；p为z方向相邻金属过孔的间距．由式（1）可知，SIW传输线慢波效应的产生，需要提高其磁导率μx 或介电常数εy，以减慢相速度．由图1的等效电路模型可知，在波长远大于传输线的长度L时，电路的部分等效介电常数和部分等效磁导率［18］可以表示为
μz=Lxdμx=Lzdεy=Cyd
（3）
根据式（3）可知，对于电磁波传播方向为z方向的SIW，可以通过提高电感Lz 或电容Cy，从而提高磁导率μx 或介电常数εy，产生慢波效应．
图1 SIW及其平面二维传输线等效电路模型

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2.2 加载CSRR的SW-SIW传输线

经典的CSRR结构如图2（a）所示，可等效为图2（b）所示的LC谐振结构，当其加载到SIW上时，可以获得一个低于截止频率的通带，使尺寸减小［19，20］．
图2 经典CSRR结构及其等效电路

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图3（a）为所提出的CSRR结构的演进图，CSRR Ⅲ可以由经典的CSRR结构，即CSRR Ⅰ演变而得，将这三种CSRR分别加载到SIW上，可以得相应的SW-SIW传输线．图3（b）给出了这三种SW-SIW相对于相同尺寸SIW的相位差曲线，其中相位差为信号在SW-SIW中的相移减去在相同尺寸SIW中的相移．可以看出，加载经典的CSRR Ⅰ结构的SW-SIW传输线相比于相同尺寸的SIW在一定频段内产生了相位偏移，在7.5~9.3 GHz的频带内具有 40°±3°的较为平稳的相位差，但是其稳定相位差带宽较窄，无法满足宽带化需求．于是为了使移相功分器实现更宽频带内稳定移相效果，根据经典CSRR Ⅰ结构提出了CSRR Ⅱ．首先将经典CSRR Ⅰ的内环和外环进行了合并，开口不变，得到CSRR Ⅱ．如图3（b）所示，加载CSRR Ⅱ结构的SIW，相比加载经典CSRR Ⅰ结构的SIW，显著增加了具有稳定相位差的带宽．最后在CSRR Ⅱ基础上，增加了外环开口的长度，并省去内环开口两端开槽，形成CSRR Ⅲ结构．CSRR Ⅲ实现了更宽频带的移相效果，在8.7~14 GHz的频带内具有 30°±3°的相位偏移，相对带宽达到了44%．
图3 三种加载CSRR的SW-SIW传输线及相位差曲线

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为了说明所提出的CSRR Ⅲ结构加载到SIW上产生的慢波效应，通过全波仿真软件HFSS对其进行了电场分布及色散曲线的仿真分析．图4给出了在10 GHz时，SIW和加载CSRR Ⅲ的SW-SIW的电场分布图，其长度T=14.7 mm．从加载CSRR Ⅲ的SW-SIW的电场分布图可见，当信号通过CSRR Ⅲ时，电场明显被压缩在两个CSRR中间，这一现象可以看作是SIW的等效宽度发生了变化，而SIW等效宽度变化会导致SIW相位常数发生变化．图5和图6给出了在10 GHz时，SIW和加载CSRR Ⅲ的SW-SIW的横截面的电场和磁场分布．从图5可以看出，两者横截面的电场分布都是均匀的，即从横截面中心到横截面边缘场强递减．而从图6的横截面磁场分布可以看出，加载CSRR Ⅲ的SIW磁场分布不再均匀，这是慢波效应的典型现象［8］．
图4 SIW和加载CSRR Ⅲ的SW-SIW的上表面电场分布

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图5 SIW和加载CSRR Ⅲ的SW-SIW的横截面电场分布

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图6 SIW和加载CSRR Ⅲ的SW-SIW的横截面磁场分布

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图7比较了SIW的色散曲线和加载了CSRR Ⅲ的SW-SIW的色散曲线，其中β为相位常数．比较它们的截止频率（对应βT=0）发现，加载CSRR Ⅲ的SW-SIW的截止频率为5.9 GHz，相比于相同大小的SIW，其截止频率降低了约1 GHz．同时还可以看到，加载CSRR Ⅲ的SW-SIW在同一频率时，具有明显更大的相位常数β．因为相位常数β和相速度vp 为反比关系，即vp =2 π f/β，所以加载CSRR Ⅲ的SW-SIW的相速度更低，证实了加载CSRR Ⅲ的SW-SIW产生了慢波效应，因此在相同物理长度的情况下，加载CSRR Ⅲ的SW-SIW相比起SIW传输线，其相移更大．
图7 SIW和加载CSRR Ⅲ的SW-SIW的色散曲线

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3 基于SW-SIW传输线的移相功分器设计

3.1 基于CSRR Ⅲ的SW-SIW传输线的移相功分器

首先设计了在上输出分支采用SIW，而下输出分支金属表面上加载了CSRR Ⅲ的移相功分器，如图8所示．由于不需要通过增加下输出分支的长度或宽度实现移相，因此上、下输出分支具有相同的长度和宽度，实现了小型化的目标．端口1为射频信号输入端，端口2和端口3为射频信号输出端．
图8 加载CSRR Ⅲ的SW-SIW移相功分器

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由图9（a）可见，在9.2~12.9 GHz频段内，加载CSRR Ⅲ的移相功分器， S11低于 -10 dB，其 -10 dB阻抗带宽为33%，并且在该频段内 S21和 S31大于 -3.9 dB．如图9（b）所示，在9.2~12.9 GHz频段内，两个输出信号幅度差小于0.65 dB．两个输出信号的相位差，在8.6~9.7 GHz频段内为 30°±3°，其相对带宽只有12%，说明该移相功分器的 30°稳定相移带宽较窄．而在9.2~12.7 GHz频段内相移量为 26.5°±4.5°，相较于目标值 30°偏低，并且相移不够稳定．因此，尽管该移相功分器功率等分性能较好，但移相性能仍有不足．
通过继续优化该结构的CSRR尺寸，可以更好地调整其相移特性．但这种调整会导致下输出分支的特征阻抗发生变化，导致两个输出端口的功率相差过大．由此可知，只加载CSRR Ⅲ的移相功分器无法同时满足等功率分配和相位差稳定．因此，为了不影响等功率分配特性和调节相位差，需要添加一种对下输出分支的特征阻抗影响尽可能小，且能够进一步调节下输出分支相位的额外结构．
图9 加载CSRR Ⅲ的SW-SIW移相功分器的S参数及幅度差、相位差

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3.2 基于CSRR Ⅲ和金属化通孔的SW-SIW传输线的移相功分器

图10为最终所提出的加载CSRR Ⅲ和金属化通孔的SW-SIW传输线，该结构在SIW上加载了两个CSRR Ⅲ，不同于已有加载CSRR的SW-SIW传输线，在CSRR Ⅲ的内部各额外加载有一个金属化通孔．CSRR Ⅲ和金属化通孔结构可以近似为环-蘑菇型结构［21］，其等效电路如图11所示．其中L 1和L 2分别表示由加载CSRR产生的串联电感和加载金属化通孔产生的寄生电感，C 2表示由CSRR Ⅲ内外金属间产生的增强电容，而C 1和C 3分别表示CSRR外部金属与接地板之间以及CSRR Ⅲ内部金属与接地板之间产生的寄生电容．可见，在下输出分支中，CSRR Ⅲ内部金属化通孔的加载，增大了y方向等效电容Cy 和等效介电常数εy，从而增强了慢波效应，在传输线长度不变的情况下增加相移量．
图10 加载CSRR Ⅲ和金属化通孔的SW-SIW

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图11 CSRR Ⅲ和金属化通孔结构在SW-SIW中的等效电路模型

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图12给出了仅加载CSRR Ⅲ的SW-SIW传输线的特性阻抗曲线，以及同时加载CSRR Ⅲ和金属化通孔的SW-SIW传输线的特性阻抗曲线．可见，在CSRR Ⅲ内部加载金属化通孔后，SW-SIW传输线的特性阻抗虚部有所减少，实部基本保持不变，说明等效电容Cy 增加了，同时特征阻抗基本不变．图13给出了仅加载CSRR Ⅲ的SW-SIW传输线的色散曲线，以及同时加载CSRR Ⅲ和金属化通孔的SW-SIW传输线的色散曲线．可见，金属化通孔的加载会提高SW-SIW传输线的相移常数，进一步加强慢波效应，同时在对SW-SIW传输线特性阻抗影响较小的情况下，增加对相位特性调整的自由度，提高相位稳定性．
图12 SW-SIW传输线特性阻抗曲线

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图13 SW-SIW色散曲线

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图14展示了最终基于SW-SIW的小型化移相功分器的结构示意图．该移相功分器的下输出分支采用了加载CSRR Ⅲ和金属化通孔的SW-SIW传输线，在端口3与输入端口1之间产生了较大的相移，从而在两个输出端口之间产生了相位差，形成两个输出端口间移相的效果．
图14 基于SW-SIW的小型化移相功分器

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移相功分器最终优化后的尺寸如表1所示．图15给出了CSRR Ⅲ内加载金属化通孔后的移相功分器S参数及其相位和幅度差．由图15（a）可知，加载了金属化通孔的移相功分器在9.2~12.7 GHz频带内， S11低于 -10 dB， -10 dB阻抗带宽为32%，表明该移相功分器具有良好的阻抗匹配．在9.2~12.7 GHz频带内， S21和 S31均大于 -3.9 dB，表明插入损耗小．根据图15（b）可知，两个输出端口的幅度差小于0.3 dB，实现了良好的等功率分配性能．在9.2~12.7 GHz频带内，端口2和端口3输出信号具有 30°±3°的稳定相位差，相较CSRR Ⅲ内未加载金属化通孔的情况，移相功分器两输出端口间的相移量和相移稳定度都明显提高．
表1 移相功分器的尺寸参数 (mm)
参数 尺寸 参数 尺寸 参数 尺寸
W 50 1.5 Lt 5.8 L 1 12.0
Wt 3.5 L 2 16.3 L 3 3.2
d 0.5 L 4 4.0 L 5 8.0
L 6 6.2 L 7 24.5 D 1.4
P 0.9 W 1 30.5 W 2 54.5
W 15.0
图15 基于SW-SIW的小型化移相功分器的S参数及其幅度差、相位差

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4 测试结果分析

为了验证所设计移相功分器的性能，对其进行了实物加工，为了便于测试在端口均焊接了SMA接头，如图16所示．采用介质基板为Rogers 5880，其厚度为0.508 mm，损耗角正切为 0.001 2，相对介电常数为2.2．整个移相功分器尺寸为54.5 mm × 30.5 mm × 0.508 mm，即约为 2.6λg×1.6λg×0.024λg，其中 λg为移相功分器中心频率对应的导波波长．仿真和测试结果对比如图17所示．
图16 SW-SIW移相功分器实物

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图17 SW-SIW移相功分器测试与仿真结果对比

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从图17（a）可以看出，移相功分器的测试和仿真结果吻合较好，但由于三个SMA接头焊接和加工误差的影响，测试和仿真结果的 S11、 S21与 S31存在较小的差异．从测试结果可以看出，该移相功分器在9.0~11.8 GHz频率范围内 S11小于 -10 dB，相对工作带宽达到了26.9%．在该频段内的插入损耗低于1.3 dB，且 S21与 S31曲线具有相似的变化趋势，表明加载的CSRR Ⅲ和金属化通孔结构损耗较低．如图17（b）所示，两个端口的相位差在整个工作频段内基本稳定在 30°±3°，表明加载的CSRR Ⅲ和金属化通孔结构使得移相功分器的移相节产生了慢波效应，并实现了稳定的移相．从图17（c）可以看出，两个输出端口的幅度差小于1.4 dB，移相功分器在误差允许的范围内，两个输出端口的幅度响应良好，表明在移相功分器的两个端口具有相似的阻抗特性，具有良好的功率等分性能．
本文所提出的移相功分器与最近报道的移相功分器的比较如表2所示，可以发现所提出的移相功分器具有相位差稳定、尺寸小、插入损耗低等优点．此外，相较文献［15］和文献［16］，该SIW移相功分器只使用单层介质基板制造，加工成本更低，结构稳定性更好．相较文献［5］，本设计的插入损耗更低，相移稳定性也更好．相较文献［7］，本设计的尺寸更小，插入损耗更低．
表2 与现有移相功分器的比较
对比文献 功分类型 介质基板层数 中心频率/GHz 尺寸 工作带宽/% 相位差 仿真(测试)最大插入损耗/dB
文献[6] 一分四(SIW) 2 9.23 3.6λg×1.1λg×0.022λg 26.6 180°±2.5° —
文献[15] 一分二(SIW) 2 8.50 3.2λg×3.2λg×0.069λg 62.5 180°±5° 1.00 (1.60)
文献[16] 一分二(SIW) 2 9.60 4.2λg×0.8λg×0.047λg 20.8 180°±0.8° 0.66 (—)
文献[5] 一分二(微带) 1 5.20 0.8λg×0.5λg×0.015λg 32.7 30°±5° 1.40 (—)
文献[7] 一分四(SIW) 1 11.50 4.5λg×3.5λg×0.030λg 26.7 30°±1° 1.60 (—)
本文 一分二(SIW) 1 10.40 2.6λg×1.6λg×0.024λg 26.9 30°±3° 0.90 (1.30)

5 结论

本文提出一种基于加载CSRR和金属化通孔的SW-SIW的小型化移相功分器．不同于已有SW-SIW，加载的CSRR具有更加平稳的宽频带移相效果．同时，CSRR的加载使移相功分器的下输出分支形成慢波传输线，具有小型化的效果．提出了在CSRR的内部加载金属化通孔，使得移相功分器具有更加平稳的相移特性．测试结果表明，移相功分器在9.0~11.8 GHz频带范围内反射系数 S11小于 -10 dB，相对工作带宽为26.9%，插入损耗小于1.3 dB．两个端口的相位差稳定在 30°±3°，且幅度响应良好．与之前研究的SIW移相功分器相比，其具有小型化和制造成本低的优点，传输性能和移相性能良好，为相控阵天线馈电网络的设计提供了低成本和高性能的方案．

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