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国家自然科学基金(No.69872027)资助课题;九五国防预研项目资助课题 FFT结构形式.图中X(n)为多路输入信号序列,ejwin为移频因子,h(n)为数字低通网络的单位脉冲响应,yi(n)为第i路输出信号,其与输入序列关系如式(1)所示. 图1 等效多相阵列FFT滤波法 yi(n)=X(n)e-jwin*h(n), i=1,2,…,N (1) 为了下面讨论方便,将式(1)改写如式(2)yi(n) =X(n)e-jwin*h(n)= ∑ ∞ m=-∞ X(m)e-jwimh(n-m) = ∑ ∞ m=-∞ Xn(m)e-jwim,i=1,2,…,N (2) 式中:Xn(m)=X(m)h(n-m);对于QPSK调制,输入序列X(n)与各支路信息关系如式(3)所示 X(n)= ∑ N i=1 ,i=1,2,…,N (3) 式中Ii(n)和Qi(n)分别为同相与正交支路调制信息;将式(3)代入式(2)得yi(n) = ∑ ∞ m=-∞ X(m)h(n-m)e-jwim= ∑ ∞ m=-∞ { ∑ N k=1 ×e-jwim×h(n-m)} = ∑ ∞ m=-∞ h(n-m) ∑ N k=1 { } 第 1 期 周德锁:用TMS320C6x实现2M路QPSK信号全数字化整体解调算法研究 电 子 学 报 2000年 由正交集性质可知,第二个求和式中仅当k=i时,子项值不为0,则有yi(n)= ∑ ∞ m=-∞ { h(n-m)}= ∑ ∞ m=-∞ { h(n-m)}+j ∑ ∞ m=-∞ ·{ ·h(n-m)} (4) 利用三角函数的性质将上式可改写为yi(n)= ∑ ∞ m=-∞ { Ii(m) 2 + I i(m) 2 cos2wim- Qi(m) 2 sin2wim] ·h(n-m)}+j ∑ ∞ m=-∞ { Qi(m) 2 - Qi(m) 2 cos2wim - Ii(m) 2 sin2wim]h(n-m)} (5) 式中h(n)是一个低通窗函数,因此各支路最后输出为: yi(n)=C (6) 式中C为一常数.比较式(3)和式(6)可知,经过简化后的等效多相网络各支路输出信号的实部和虚部与QPSK调制信号的同相支路和正交支路信息存在着一一对应的关系(只是Q支路信息反向),因而可直接用于判决解调,实现全数字化解调,简化解调器结构并大大节省计算量.设采样率为1228.8kHz(9.6kHz×32×4),利用直接法、树型法和等效多相FFT法设计分路器,并使它们具有相同的性能指标,再来比较它们实时实现时所需的计算速度,则三者的计算速度要求分别为9350MIPS(每秒兆指令,Mega Instruction Per Second),1820MIPS和170MIPS.由此可以看出,本文给出的等效多相阵列FFT法具有较高的运算效率,而其它两种方法几乎是无法实时实现. 3 QPSK信号的全数字化解调 QPSK信号的解调一般有两种方式:相干检测和差分检测.虽然在相同误比特率下,相干检测比差分检测有2dB左右好处,但差分检测无须载波恢复及相位跟踪,且回避了低采样率下数字锁相的困难,因而计算量小得多.本文在考虑到卫星信道具有较高的信噪比和简化星上处理复杂度等综合因素,决定选用差分解调法.现有许多文献给出了基带差分和中频差分解调器构成框图,但都是部分数字化的方法,而本文研究的QPSK解调器的输入信号直接来自数字分路器的输出yi(n),且是高样率的同相和正交支路的数字信号,因而是一种完全数字化的QPSK解调方法,其计算量相当小.当实时实现32路每路信号码速率4.8kbps的QPSK信号解调时,计算速度要求只有61.5MIPS,其原理框图如图2所示. 图2 QPSK信号全数字化差分解调原理图 本文采用全数字化和纯软件方式实现上面各框图功能,其中数字低通匹配滤波器是根据奈奎斯特第一准则而设计的,其数学模型由式(7)给出: h(t)= T {T2sin +4αTtcos } πt(T2-16t2B2) (7) 式中:a为升余弦滚降系数,T为码元宽度,B为信息带宽.实现时用FIR数字滤波器逼近它.位同步提取是根据给定的判决门限(由误码率决定)来查找和跟踪信号的最大点,以保证码元判决发生在眼图张开最大时刻.π/2恒定相移网络是用专门设计的数字移相器来实现的,这种网络能在0~9.6kHz这样宽的相对通频带范围内准确地实现π/2相移,而对于模拟电路来说是很难实现的.后面的判决、译码和其它有关控制处理均用软件方法实现. 4 方案的算法研究 从理论上讲,对载波间隔为9.6kHz的32路FDM信号的处理,只要采样率等于614.4kHz即可,虽然对分路来说它能达到最低临界计算量,但是其每路输出是低样率信号,不能直接用于解调,为了消除乘法器后的频谱混叠现象,需要进行内插和滤波处理,这样给每一路解调增加了很多的计算量.如果将采样率提高到1228.8kHz,由于可采用FFT算法和64∶1的抽取,其分路计算速度要求增加约50MIPS,但它保证解调器每码元8个样点、每支路4个样点的高采样率信号,它一方面使解调器能更准确地判决,同时还能使32路解调器的计算速度降低270MIPS左右,所以,本方案一开始时就采用了高采样率的方法来降低整个系统的计算量.另外,采用叠接相加法,第一个数据与窗中心对齐,以后每次读取更新3２×2个数据,这样在64∶1的抽取后保证了数据相位的连续性,没有相位延迟,因而无须再乘相位旋转因子而浪费计算量;窗函数h(n)的设计采用频率采样法,阶数为511点,这样做一是奇数阶的FIR没有相位延迟,二是(511+1)正好是64的整数倍,便于叠加运算处理,使运算效率进一步提高.方案中选2M群路主要是为了实现FFT运算方便和提高效率.关于M的选择,经过研究和实验论证,本文认为取4,5,6较好,M如果太小,则与其它方法相比运算效率提高不太明显;而M太大,则要求设计具有较窄通带的h(n),其时频特性将变得较差,因此本文取M=5. 5 用TMS320C6x实现的系统结构和性能估算 5.1 TMS320C6x信号处理器简介 TMS320C6X系列是TI公司最新推出的DSP产品,它采用了新型的VelociTI结构,运用超长指令字VLIW,内部集成8个功能单元(2个乘法器和6个算术逻辑单元),典型片内资源包括128k bytes片内RAM和一个32位的外部存储器接口,可以支持多类型RAM:四个DMA(直接存储器访问)通道和两个串口功能强大,可以更有效地访问外部存储器.另外,它配有强大的软件工具,带有一个支持ANSI C的编译器,编程十分方便,且效率提高三倍以上.它的运算速度极快,在200MHz时钟下最高可达到1600MIPS的运算速度.现已出台的C6201芯片在5ns的时钟周期下仅用70μs即可完成1024点FFT运算,是其它系列DSP运算速度的10倍以上. 5.2 用DSP实现整体解调的系统结构 用单片TMS320C6201实现的32路FDMA信号分路和解调系统的原理框图如图3所示.整个系统除了防伪滤波器AAF(Anti-alias Filter)和采样保持电路S/H(Sampling/Holding)以外,其它处理和运算均用DSP完成. 图3 单片DSP实现32路FDMA信号整体解调原理框图 5.3 系统的计算量和性能估计 如果群路信号总带宽为307.2kHz,为了使采样前的防混滤波器易于设计,并从分路和解调整体考虑,用1228.8KHz采样率,则整个分路器的运算速度要求约为170MIPS,32路QPSK差分解调的运算速度要求61.5MIPS,整个方案的运算速度要求为231.5MIPS,因此,用一片TMS320C6201除了可以实时实现分路和解调外,系统还有较大的富余量用于同步、定时和抗干扰的运算. 6 实验结果与结论 根据所提方案,利用三台PC机和C6x的EVM板进行了(30+2)路FDMA/QPSK信号的分路解调仿真实验,这一步有两个目的,一是论证整体解调算法的正确性与可行性;二是初步测定TMS320C6201实时运算能力;在实验时假设系统已同步且定时正确,只考虑信噪比对接收端解调结果的影响,为此编写了一个统计收发端不同码字的程序,以测试解调的误码率,测试结果是当输入信噪比为13.6dB时,已能实现107码字的无差错解调,即当(S/N)i≥13.6dB时,Pe≤10-7,从而证明算法是正确的.另外,在实验中,当采样率为1.228MHz,FFT的长度为128(32×4)点,采取64∶1抽取时,则用C6XDSP Simulator等开发工具对算法和程序进行优化后,经测试分路和解调分别需要约3800和1300个时钟,而C6X能提供的时钟为64÷1.2288MHz×200MHz ≌ 10423个,系统还有近一半的时钟可用于进行其它相关运算.因此从理论分析和实验论证两个方面来看,把该算法与最新DSP器件相结合完全可实现多路FDMA/QPSK信号全数字化整体解调,其基本原理还可扩展到更多路数的分路解调、分接复接的转换等应用. 参考文献 [1] W.H.YIM,C.C.D.KWAN,F.P.COAKLEY.On-board multi-carrier demodulator for mobile application using DSP implementing.Elsevier Space Communication.1990,7:543~548 [2] Fulvio Ananasso.New system concepts for user-oriented communication satellites.IEEE Singapore iccss88,11:1~10 [3] V.RINGSET,P.M.BAKKEN,E.OLSEN.SAW technology for multi-carrier demodulation in advanced payloads.Elsevier space Communication.1990,7:521~529 [4] R.E.克劳切,L.R.拉宾纳著,酆广增译.多抽样数字信号处理.北京:人民邮电出版社,1986,6:46~52,82~95,356~371 周德锁 1964年出生.1986年和1991年分别在空军电讯工程学院和西安电子科技大学获学士和硕士学位,现为西安电子科技大学博士生.主要研究方向为卫星通信,移动通信,通信抗干扰和通信信号处理.
